在电子系统中，降噪是设计过程中一个非常重要的问题。除了需要考虑功耗限制、环境温度变化、尺寸限制以及速度和精度要求之外，处理无处不在的噪声因素也是确保最终设计成功的关键。
在本文中，我们将讨论接地在高频工作中的应用。接地（Grounding）通常是将电路、设备或系统连接到一个良好导体上，该导体作为参考电位点或参考电位面，为电路或系统与"地"之间建立一个低阻抗通道。
地线作为电路或系统电位基准点的等电位体，在系统中扮演着公共导体的角色，任何电路的电流都会经过地线形成回路。然而，由于导体都存在一定的阻抗，当地线中有电流通过时，根据欧姆定律，就会在地线上产生电压。因此，实际设计电路或系统时，假设地线上各点的电位相等的观点并不成立，实际情况是地线上各点存在电位差，有些差异可能很大。这种公共阻抗会导致接地干扰的产生。
正如上面所提到的，地线作为导体具有一定的阻抗，由电阻和感抗两部分组成。导体的阻抗是频率的函数，随着频率的升高，阻抗也会迅速增加。对于高速数字电路而言，其时钟频率非常高，脉冲信号中包含丰富的高频成分，因此在地线上会产生较大的电压，地线阻抗对数字电路的干扰非常显著。
在电子产品的PCB设计中，抑制或防止地线干扰是其中一个主要问题需要考虑的。地线干扰通常指的是通过公用地线的方式产生的信号干扰，这些干扰可以是交流信号或跳变信号。地线干扰的形式多种多样，可以归结为地线环路干扰、公共阻抗干扰和地线环路的电磁耦合干扰三类。以下图示很好地说明了这三类地线干扰的原因。
第一类是地线环路干扰。在横向的情况下，每根导线上的电流不同，导致产生差模电压，从而影响电路的正常工作。具体来说，其他电路单元B的地线电流在J、N、L、M形成的"地线环路"中对放大器A1和A2造成了影响。由于这种干扰是由电缆与地线构成的环路电流产生的，因此被称为地线环路干扰。
第二类是地线环路的电磁耦合干扰。在实际PCB电路中，J、N、L、M形成的"地线环路"会包围一定的面积，在根据电磁感应定律，如果该环路所包围的面积中存在变化的磁场，就会在环路中产生感生电流，从而形成干扰。由于空间磁场的变化无处不在，因此被包围的面积越大，干扰就越严重。
第三类是公共阻抗干扰。认真考察上图所示的电路结构，我们将发现，J、N、L、M中，有一条连接是多余的，随便去除其一，仍然可以满足各个接地点的连通关系，同时又可以消除地线环路。那么，将哪一条连线去除比较合理呢？这时就要考虑另一类的干扰问题——公共阻抗干扰。
在电子系统设计中，接地（Grounding）是一个关键问题。错误的接地方法可能会导致信号干扰和性能下降。本文将介绍接地干扰的原因以及常见的接地方式。
首先，我们来看接地干扰的产生原因。下面是四种不同的接地方式及其影响：
去除J：尽管地线环路似乎消失了，但另一个更严重的环路（I、N、L、M）出现了。由于I是信号线，去除J后干扰比原来的有线J时更严重。
去除M：虽然环路消失了，但放大器A2的地线电流需要通过J、N到达接地零点。由于N段是A1和A2共同的接地线，A2的接地电流在N上产生的电压降就会加到A1上，形成干扰。这种干扰称为"公共阻抗干扰"。
去除L：去除L不能解决A2与A1之间的公共阻抗干扰问题，并引起B单元电路与A1、A2之间的公共阻抗干扰问题。
去除N：这似乎是最后的方法。然而，这样做将使M成为A1、A2的"公用阻抗"，同样会产生干扰。但是，观察到该方法中的干扰是A1对A2的干扰，由于A2是后级且工作信号强度远大于A1，因此A1对A2的干扰很难造成不良后果。
经过分析，最合理的走线方案是去除N，并直接将M的下端连接到"接地信号零点"上。
除了了解接地干扰产生的原因，还需要考虑选择合适的接地方式来设计PCB板电路。常见的接地方式有：单点接地、多点接地、混合接地和悬浮接地。
单点接地：将电路系统中的某一点作为接地的基准点，所有电路及设备的地线都必须接到这一点上。单点接地可分为串联式和并联式。串联式简单，但不适用于功率差异较大的电路。并联式各电路独立接地，不受其他电路影响，但会增加地线长度和复杂性。
多点接地：将各个需要接地的电路、设备直接接到距离最近的接地平面上，以减少接地阻抗
混合接地：一种常用于 PCB 设计中的接地方式，它结合了单点接地和多点接地的特点。当 PCB 中存在高低频混合信号时，混合接地可以有效应对。
对于电容耦合型电路，在低频情况下，采用单点接地结构，而在高频情况下，采用多点接地结构。这是因为电容会将高频电流分流到地线上，因此需要在高频部分使用多点接地来减少接地阻抗。关键在于清楚了解使用的频率和接地电流的预期流向。通过在接地拓扑结构中使用电容和电感，我们可以优化设计以控制射频电流的路径。对于不了解射频电流回路的情况，可能导致辐射或敏感度方面的问题。
悬浮接地：指设备的地线系统与壳体构件的接地系统在电气上相互绝缘，以防止壳体构件中的电磁干扰传导到设备中。然而，由于设备与公共地不连接，悬浮接地容易导致静电积累，当电荷积累到一定程度时，设备与公共地之间的电位差可能引发剧烈的静电放电，产生干扰放电电流。因此，在通信系统中不适用悬浮接地。
在实际的 PCB 布线中，对于地线的合理布局需要考虑以下几点：
分离数字地和模拟地。
避免数字电路地线形成闭合环路。
尽量将地线层和电源层放置在相邻的层中，特别是在多层 PCB 中。
地线、电源线和信号线的宽度设计要合理。
以上注意事项需要在实际操作中进行研究和实践。
在高速电路设计中，合理的接地设计是最有效的电磁兼容技术之一。统计数据显示，90%的电磁兼容问题都与布线和接地不当有关。良好的布线和接地设计既能提高抗干扰性，又能减小辐射干扰。并且，通过合理的接地设计，我们往往可以以较低的成本解决许多电磁干扰问题。因此，在进行高速电路的 PCB 设计时，合理的接地设计非常重要。
一般来说，我们推荐电源和信号电流通过"接地层"返回，并且该层还可以作为转换器、基准电压源和其他子电路的参考节点。然而，即使广泛使用接地层也不能保证交流电路具有高质量的接地参考。
在实际情况中，电路板顶层上有一个交直流电流源，其中一端连接到过孔 1，另一端通过一条U形铜走线连接到过孔 2。这两个过孔都穿过电路板并与接地层相连。理想情况下，阻抗为0，并且电流源上的电压为0V。
虽然以上示意图只是简单的原理图，无法完全反映真实情况，但了解电流如何在接地层中从过孔 1 流向过孔 2，可以帮助我们识别实际问题并找到消除高频布局。
电感与电流环路的面积成正比，这一关系可以通过图2中的右手法则和磁场来解释。在闭合的电流环路中，沿着环路的所有部分流动的电流所产生的磁场会相互增强。而在环路之外，不同部分所产生的磁场则会相互削弱。因此，磁场基本上被限制在环路内部。当环路越大时，电感也就越大。这意味着，在给定的电流水平下，它能存储更多的磁能，具有更高的阻抗，并且在给定频率下会产生更大的电压。
在图中展示的简单例子中，最小面积的环路显然是由U形顶部走线与其正下方的接地层形成的环路。大多数交流电流选择了在接地层中的路径，该路径所围成的面积最小，位于U形顶部导线正下方。然而，在实际应用中，接地层的电阻会导致低中频电流沿着直接返回路径流向顶部导线正下方的某个位置（如右图所示）。即使频率降低至1-2 MHz，返回路径也会接近顶部走线的下方。
那么，如何避免这些布局问题呢？一旦了解电流在接地层中的返回路径，我们就可以找到并纠正常见的布局问题。例如，在图4中，路径A被认定为关键路径，因此应该保持最短，远离数字线路，并且不得有过孔。路径B则相对不那么重要，但需要穿越路径A。通常的做法是切开路径A下方的接地层，然后通过两个过孔来布置路径B。
然而，结果令人遗憾的是，这两条信号的接地回路中都引入了电感，因为中断的接地层使得两条环路的面积变大。路径A传导高频信号，因此在接地层的开口处将会出现感应压降。对于典型的ECL或TTL信号，这个压降可能会超过几百毫伏，足以对12位、10 MHz转换器或8位、20 MHz转换器的性能产生严重影响。简单的补救方法是在接地层的切口上加上一根导线，以保持环路面积较小。
另一个值得关注的问题是电源干扰。电源线的特性阻抗应尽可能低。为了实现这一点，需要将接地层始终放置在电源线的下方，从而降低电感并提高电容。有选择地在关键位置上添加旁路电容可以进一步提高电容效果。如果只考虑电容，例如在电源引脚上放置一个0.1 µF的电容以降低其阻抗，则具有30 nH电感的电源线将在每次瞬变之后产生约3 MHz的阻尼振荡。
